Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре


НазваниеИмпульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре
страница1/13
Дата публикации16.03.2013
Размер1.14 Mb.
ТипРешение
userdocs.ru > Журналистика > Решение
  1   2   3   4   5   6   7   8   9   ...   13

А.В.МИТРОФАНОВ, А.И.ЩЕГОЛЕВ



ИМПУЛЬСНЫЕ ИСТОЧНИКИ ВТОРИЧНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ В БЫТОВОЙ РАДИОАППАРАТУРЕ

Издательство «Радио и связь», 1985




ПРЕДИСЛОВИЕ



Отечественная промышленность из года в год наращивает выпуск различной бытовой радиоэлектронной аппаратуры (РЭА). При этом наметилась тенденция в выпуске большего числа моде­лей повышенного качества. В бытовую РЭА вводятся дополни­тельные сервисные устройства: дистанционное управление, тайме­ры для включения — выключения, разнообразные виды индика­ции на передних панелях, микропроцессорные устройства обра­ботки звуковых и видеосигналов. Микропроцессорные системы уп­равления внедряются и в электромеханическую бытовую аппара­туру — стиральные машины, холодильники, кондиционеры, швей­ные машинки.

Однако новейшие достижения электронной техники сегодня пока еще мало затронули источники вторичного электропитания бытовой РЭА. Блоки электропитания составляют ощутимую до­лю массы серийных радиоустройств. Так, в телевизорах типа «Рубин 714» эта доля составляет не менее 14% всей массы (включая футляр и кинескоп). Для стереофонического усилителя с выходной мощностью 2X50 Вт она еще больше (25 — 30%).

Решение проблемы снижения материалоемкости и энергопот­ребления бытовой РЭА связано с широким использованием им­пульсных источников вторичного электропитания (ИИЭ). Их пре­имущества по сравнению с традиционными источниками электро­питания обеспечиваются заменой силового трансформатора, рабо­тающего на частоте промышленной сети 50 Гц, малогабаритным импульсным трансформатором, работающим на частотах 16 — 40 кГц, а также использованием импульсных методов стабилиза­ции вторичных напряжений взамен компенсационных. Это приво­дит к снижению материалоемкости в 2 — 3 раза и повышению КПД до 80 — 85%. Подсчитано, например, что переход на выпуск одних только телевизоров с ИИЭ даст народному хозяйству ежегодную экономию свыше 20 тыс. тонн высококачественной трансформа­торной стали и не менее 5 — 6 тыс. тонн обмоточного медного про­вода, а эксплуатация 5 млн. цветных телевизоров с ИИЭ обес­печит ежегодную экономию не менее 500 млн. кВт-ч электроэнер­гии.

Импульсные источники вторичного электропитания уже нашли достаточно широкое распространение в промышленной аппарату­ре. Что касается бытовой РЭА, то с 1978 г. промышленность выпу­скает переносной цветной телевизор «Электроника Ц-430», имеющий ИИЭ. Надо заметить, что разработка цветного телевизора с такими высокими массо-габаритными и энергетическими показа­телями, как у этого телевизора, была бы вообще невозможна без применения ИИЭ. В 1982 г. освоен другой малогабаритный цвет­ной телевизор с ИИЭ — «Юность Ц-404». Ведется подготовка к массовому выпуску крупноэкранных цветных телевизоров с ИИЭ. Создаются ИИЭ для бытовой РЭА других видов. При этом тре­буется не только разработать конструкции ИИЭ, но и освоить массовый выпуск недорогих новых электронных изделий: мощных высоковольтных транзисторов, быстродействующих выпрямитель­ных диодов, ферритовых сердечников, специальных конденсато­ров и интегральных микросхем.

В связи с предстоящим массовым применением ИИЭ в раз­личной аппаратуре, в том числе и бытовой, неизбежно расширя­ется круг читателей, интересующихся этой проблемой. В книге сделана попытка в достаточно популярной и систематизирован­ной форме изложить как основопологающие принципы построе­ния ИИЭ, работающих непосредственно от сети с напряжением 220 В, так и привести описания конкретных практических схем.

Отзывы и замечания по книге следует направлять по адресу: 101000, Москва, Почтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь».
Авторы

^

ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ


ИМПУЛЬСНЫХ ИСТОЧНИКОВ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

СТРУКТУРА И КЛАССИФИКАЦИЯ



Импульсный источник электропитания вырабатывает посто­янные и переменные напряжения, необходимые для электропита­ния блоков аппаратуры, путем ключевого преобразования выпря­мленного сетевого напряжения промышленной частоты 50 Гц, Его основными функциональными частями (рис. 1) являются входной помехоподавляющий фильтр (1), сетевой выпрямитель со сглаживающим емкостным фильтром (2), ключевой преобра­зователь напряжения с импульсным трансформатором и схемой управления (3), цепи вторичных напряжений (выпрямленных или переменных), не имеющие гальванической связи с питающей се­тью, (4). Ключевой преобразователь работает, как правило, на частоте 16 — 40 кГц, поэтому габаритные размеры и масса им­пульсного трансформатора в несколько раз меньше, чем сетево­го, работающего на частоте 50 Гц. Это обстоятельство, а также более высокий КПД объясняют преимущества использования им­пульсных источников электропитания (ИИЭ) в бытовой РЭА.


^

Рис. 1. функ­циональная схема ИИЭ



Выпрямительная секция ИИЭ, как правило, выполняется по мостовой схеме. Промышленностью освоен ряд мостовых выпря­мителей в моноблочном исполнении (см. табл. П1), которые мо­гут быть использованы в ИИЭ, рассчитанных на различные мощ­ности до 300 — 500 Вт. На входе выпрямителя устанавливается LC-фильтр, назначение которого — ослабить уровень помех, поступающих от преобразователя в сеть. Последовательно в цепь нагрузки и конденсатора сглаживающего фильтра Сф иногда вклю­чают резисторы Rl, R2 сопротивлением 1 — 50 Ом (в зависимости от мощности ИИЭ), служащие для ограничения импульсных то­ков через диоды моста.

Ниже будут приведены сведения о типах отечественных кон­денсаторов, которые можно использовать в качестве Сф. Необхо-мо отметить, что через Сф протекает также импульсная состав­ляющая тока транзисторов преобразователя, работающего на ча­стоте 16 — 40 кГц. Как правило, конструкция высоковольтных электролитических конденсаторов, используемых в качестве Сф, не обеспечивает достаточно малого полного сопротивления на этих частотах, поэтому конденсаторы могут перегреваться из-за про­текания высокочастотных импульсных токов. Поэтому Сф обычно шунтируется конденсатором пленочного или керамического типа емкостью 0,047 — 0,47 мкФ.

В зависимости от назначения и заданных параметров ИИЭ может содержать различные дополнительные блоки и цепи: ста­билизаторы напряжений, устройства защиты от перегрузок и ава­рийных режимов, цепи первоначального запуска, подавления по­мех и др. Однако определяющим узлом любого ИИЭ является ключевой преобразователь напряжения и в первую очередь его силовая часть (мощный выходной каскад). Выходные каскады преобразователей напряжения можно разделить на два больших класса: однотактные и двухтактные.

Бытовая РЭА отличается большим диапазоном потребляемой мощности — от единиц ватт для радиоприемников и переносных кассетных магнитофонов до 300 — 400 Вт для мощных высокока­чественных стереофонических усилителей. Первоначально на­ибольшее распространение ИИЭ получили в телевизорах с клю­чевым силовым блоком — выходным каскадом строчной разверт­ки. Разновидности ИИЭ для телевизоров зачастую выполняют те же функции, что и выходной каскад строчной развертки (напри­мер, формирование напряжений питания выходных видеоусилите­лей, маломощных каскадов трактов усиления промежуточных ча­стот звука и изображения и др.), и иногда их применяют на ча­стоте строчной развертки. Это обстоятельство, а также относи­тельно высокая стоимость высоковольтных ключевых транзисто­ров привели к тому, что в телевизорах нашли распространение схемы ИИЭ, построенные исключительно на однотактном прин­ципе.

Из всех известных двухтактных схем в бытовой аппаратуре (преимущественно в усилителях звуковой частоты) используют полумостовую схему [1]. Эта схема может обеспечивать в нагруз­ке сравнительно большую мощность (300 — 400 Вт) при наличии всего лишь двух высоковольтных ключевых транзисторов. Одно­тактные схемы в этом диапазоне выходных мощностей оказыва­ются не эффективными из-за резкого увеличения габаритных раз­меров и массы импульсных трансформаторов и ухудшения режимов ключевых транзисторов. В последнее время, в связи с улуч­шением технологии производства и удешевлением высоковольт­ных ключевых транзисторов с напряжением коллектора 500 — 700В, двухтактная полумостовая схема с самовозбуждением начинает находить применение в ИИЭ меньшей мощности ввиду ее просто­ты и экономичности. Особенно предпочтительна она для аппара­туры, в которой отсутствуют значительные изменения мощности в нагрузке или изменения выходных напряжений, возникающие при колебаниях мощности, несущественны.

К ИИЭ, применяемым в бытовой РЭА, предъявляются жест­кие и противоречивые требования, заставляющие разработчика тщательно подходить к выбору элементной базы, схемотехники и конструкции. Во-первых, это требование низкой стоимости. Сто­имость современных блоков питания с сетевыми трансформато­рами составляет не более 10 — 15% от стоимости самой аппара­туры. На таком же уровне желательно сохранить и стоимость ИИЭ. Во-вторых, техника безопасности требует, чтобы изоляция между сетевыми проводами и вторичными цепями ИИЭ выдержи­вала пробивное напряжение не менее 2 кВ. Это предъявляет серь­езные требования к качеству изготовления импульсного транс­форматора, а также к конструкции ИИЭ в целом, которая долж­на к тому же обеспечивать высокую ремонтопригодность.

Наконец, очень высоки требования к уровню помех, излучаемых в сеть и наводимых на цепи аппаратуры. Так, согласно ГОСТ 23511 — 79 квазипиковое напряжение помехи, создаваемой на сетевых зажимах бытовой радиоаппаратуры (кроме телевизо­ров) в диапазоне частот от 0,15 до 0,5 МГц, не должно превы­шать 1000 мкВ, а для частот выше 0,5 МГц — 400 мкВ. Согласно ГОСТ 24388 — 80 отношение сигнал-шум для высококачественных стереофонических усилителей, в которых использование ИИЭ да­ет наиболее ощутимый экономический эффект, должно быть не менее 58 дБ. Это заставляет очень тщательно проектировать кон­струкцию ИИЭ.

Рассмотрим основные принципы работы различных выходных каскадов преобразователей напряжения ИИЭ для бытовой радио­аппаратуры.

^
ОДНОТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ОДНОСТОРОННИМ КЛЮЧОМ


Однотактные преобразователи напряжения с транзисторным ключом получили в настоящее время наибольшее распростране­ние в бытовой и промышленной аппаратуре. На рис. 2 приведены две схемы преобразователей, отличающихся полярностью подклю­чения вторичных обмоток импульсного трансформатора к выпря­мителям выходного напряжения нагрузки. Надо заметить, что в виду высокой частоты преобразования и незначительного уровня пульсаций в выходных цепях преобразователя предпочтительно ис­пользовать однополупериодные схемы выпрямления, что обеспечивает экономию числа быстродействующих выпрямительных диодов. Схема рис. 2,а, получившая наибольшее распространение, харак­теризуется «обратным» включением выпрямительных диодов [2], проводящих ток в интервале времени, когда транзистор заперт.



^ Рис. 2. Схемы однотактн ы х транзис т о р-ных преобра­зователей: с «обратным» (а) и «пря­мым» (б) включением вы­прямителей то­ка нагрузки
Данный преобразователь обладает рядом преимуществ по сравнению с преобразователем с «прямым» включением выпрямительных диодов. Его работа поясняется с помощью эквивалент-ной схемы и временных диаграмм (рис. 3).

Нагрузка на схеме рис. 3,а приведена к первичной обмотке, поэтому напряжение на эквивалентном сопротивлении нагрузки обозначено nUВых, где n = w1/w2. В течение интервала времени 6T, когда транзистор открыт, через индуктивность L1 первичной обмотке протекает линейно нарастающий ток, максимальное значения которого ДI1 = Uхв/L1бT. Когда транзистор закрывается, полярность напряжения на L1 изменяется и накопленная в ней энергия передается в нагрузку через диод VD1. Спад тока через L! в интервале (1 — б)Т равен

ДI2=nUвыхT/L1 (1-б) (1)

В стационарном режиме ДI1=ДI2. Отсюда следует, что

Uвых = Uвх/n * б/(1 — б). (2)



Рис. 3. Эквива­лентная схема (а) временные ди­аграммы (б) пре­образователя с «обратным» вклю­чением выпрями­телей
Таким образом, регулируя 6=T1/T (где T1 — интервал откры­того состояния транзистора), можно регулировать выходное на­пряжение. Размахи импульсов тока через транзистор и диод за­висят от индуктивности LL Если она слишком мала, ток через диод может прекратиться раньше окончания периода работы пре­образователя. Этот случай изображен на правой диаграмме рис. 3,6. Тогда выражение (2) перестанет быть справедливым. Данный режим является неблагоприятным, так как при заданной мощности в нагрузке возрастают импульсные токи через транзи­стор и диод.

Существует минимальное значение индуктивности L1 тщ, при которой, как это видно из рис. 3,6, максимальный ток через L1 вдвое превышает средний ток через нее. При этом ток через диод прекращается как раз в момент включения транзистора. Сред­ний приведенный ток через нагрузку равен I'н.ср = ILсР(1 — б). Так как для L1 = Limin ДI1=2IL Ср, то используя (2), получаем:

L1 min > U2вх б2/2 FРвых (3)

где Рвых=Uвых Iн — выходная мощность преобразователя; F=1/T.

С другой стороны, как это следует из выражения (3), индук­тивность L1 при заданной мощности и частоте преобразования F ограничена сверху значением бтах. Последняя обусловлена вы­бранным диапазоном частот преобразования и реальными време­нами неуправляемых переходных процессов в современных высо­ковольтных мощных транзисторах: рассасывания, спада и нара­стания тока коллектора tрасе, tca, tвкл. Так, для частоты преобразо­вания F=25 кГц (7=40 мкс) и при fp«cc=IO икс, Iсп+tвкл = 2 мкс бтах=(40 — 12)/40=0,7. На практике выбирают бтmаx=0,5.

Можно также получить выражения для максимального тока через транзистор Iк max и максимального напряжения на нем Uкэ max (Рис. 3,б):

(4) (5)

Формулы (1) — (5) удобны для предварительной оценки требо­ваний к основным элементам преобразователя.

Как правило, преобразователь имеет одну вторичную цепь, по­требляющую наибольшую мощность, и несколько маломощных до­полнительных цепей. В таком случае за Я„ых принимается суммарная выходная мощность преобразователя, а за UВЫХ — напря­жение наиболее мощной цепи нагрузки.

Из рассмотренного следует, что с увеличением L1 уменьша­ются импульсные токи через транзистор и диод. Однако с увели­чением L1 растет индуктивность рассеяния Ls, в которой в интер­вале времени, когда транзистор открыт, запасается энергия L8I2K max/2. Эта энергия вызывает на коллекторе транзистора при его выключении дополнительный выброс напряжения. Для его ограничения используются диодно-резистивно-емкостные цепочки, которые поглощают запасенную в Ls энергию. Это снижает КПД преобразователя, но делает режим транзистора более безопасным.



^ Рис. 4. Эквивалент­ная схема (а) и вре­менные диаграммы (б) преобразователя с «прямым» включени­ем выпрямителей
Рассмотрим особенности работы схемы «с прямым» включени­ем выпрямительных диодов (см. рис. 2,6), которые открыты одно­временно с транзистором. Соответствующие эквивалентная схема и временные диаграммы приведены на рис. 4. Дроссель Lflp служит для ограничения тока через транзистор. Обмотка трансфер» матора w'i, равная по числу витков обмотке wl, включена по­следовательно с диодом VD1. С помощью этого диода в интерва­ле времени (1 — 6)Г происходит возврат в ИИЭ (рекуперация) энергии, запасенной в трансформаторе Т (в его первичной обмот­ке) за время 67, когда транзистор открыт. Основные расчетные соотношения для данной схемы:

(6)
(7)

(8)

Из выражения (7) следует, что максимальное значение £др при заданных РВых, ik max, DBK и Т ограничено. Практически Lдр выбирают на 15 — 20% выше Lдр.

Для снижения импульса тока через транзистор целесообраз­но увеличивать индуктивность первичной обмотки трансформато­ра. Однако это приводит к увеличению габаритов трансформато­ра и индуктивностей рассеяния, в том числе между обмотками wl и w1'. Это снижает ограничивающее действие VD1 и приво­дит к возрастанию импульса напряжения на коллекторе транзи­стора VT, возникающего при его закрывании.

Практические схемы однотактных выходных каскадов преоб­разователей требуют дополнительных элементов защиты. На схе­ме рис. 2,а изображена цепочка, которая уменьшает скорость на­растания напряжения на коллекторе транзистора при его выклю­чении до 500 — 1000 В/мкс. Это необходимо, чтобы режим транзи­стора всегда оставался в пределах области его безопасной рабо­ты (подробнее об этом будет рассказано ниже). Номиналы R и С1 выбирают в соответствии со следующими формулами C1=IКmах/dUКЭ/dt, R=T/10C1.

Так, для IКmах=2 A, dUK9/dt = 600 В/мкс, 7-40 мкс, С,= = 2/600=3,3 нФ, R = 40/10-3,3= 1,2 кОм. Потери в резисторе рав­ны Рн = Си2хэ/2Т. Для нашего случая при UK3 =500 В Ря = -3,3-5002-10-9/2-40-10-6=10 Вт.

Сравнение двух основных схем однотактных преобразовате­лей. Схема с обратным включением выпрямительных диодов об­ладает следующими преимуществами.

1. В ней требуется меньшее число дополнительных элемен­тов: отсутствует дроссель во вторичной цепи, и как правило, нет необходимости вводить дополнительные диод и обмотку транс­форматора для возврата в источник запасенной в нем энергии.

2. Импульс тока через транзистор меньше, чем в схеме с «прямым» включением диодов, что следует из сравнения эквива­лентных схем и выражений (4) и (8).

Однако с повышением мощности ИИЭ и коэффициента транс­формации эти преимущества в значительной мере утрачиваются. Дело в том, что в СхХеме с «прямым» включением выпрямительных диодов токи через первичную и вторичную обмотки трансформа­тора протекают одновременно. При этом ток намагничивания магнитопровода определяется разностью ампер-витков первичной и вторичной обмоток. Из-за относительно небольшого тока на­магничивания и желания сократить габаритные размеры транс­форматора за счет уменьшения числа витков обмоток wl, w'l за­зор в магнитопроводе трансформатора отсутствует. В схеме с «обратным» включением диодов весь коллекторный ток транзисто­ра является током намагничивания магнитопровода.

В однотактной схеме магнитопровод трансформатора работа­ет в режиме частного цикла намагничивания (рис. 5). Если ток намагничивания достаточно велик, то магнитная индукция дости­гает уровня насыщения и индуктивность первичной обмотки трансформатора рез­ко падает. Это вызывает резкое увеличе­ние тока транзистора. Чтобы избежать насыщения (см. рис. 2,а), в магнитопро­вод вводят зазор, достигающий 0,5 — 2,0 мм. А это, в свою очередь, требует увеличения сечения магнитопровода для сохранения расчетного значения L1min.



При большом коэффициенте трансформации (n>10) возра­стает индуктивность рассеяния между первичной и вторичной об­мотками. Это приводит к снижению эффекта ограничения выбро­са напряжения на коллекторе за счет выпрямителей нагрузки, поэтому приходится вводить в трансформатор дополнительную обмотку и диод (аналогично схеме рис. 2,6).

Преобразователь с «прямым» включением выпрямителей на­грузок обладает некоторым недостатком, связанным с необхо­димостью ограничения величины 6mах<0,5. Если б<0,5, то про­текание тока через обмотку w'1 при открытом транзисторе воз­вращает рабочую точку на диаграмме намагничивания магнито­провода в исходное состояние. При б>0,5 возвращения в исход­ное состояние не происходит, поэтому в последующие периоды трансформатор постепенно намагничивается, пока поток в магни-топроводе не достигает значения насыщения. Этот процесс проис­ходит в течение нескольких периодов переключения преобразова­теля и приводит к модуляции сигнала в цепи обратной связи (ОС), что при определенных условиях вызывает аварийную ситуацию — увеличение 6 при насыщении магнитопровода и соответствующее резкое увеличение импульса коллекторного тока транзистора. Ра­бота преобразователя при этом сопровождается характерным «свистом» на частотах порядка нескольких килогерц.


^

Рис. 5. Петля гистерезиса магнитопровода в ре­жиме однотактного преобразователя



Пример расчета однотактного преобразователя с «обратным» включением диодов. Заданы: Pвых mах — 100 Вт, РВых min = 75 Вт, T = 40 мкс. Iкmах=2 А, UВых=120 В. Принимаем также, что рас­чет проводится на случай Uсети = 220 В — 10%, т. е. для Uвх= = 220-0,9-1,41 = 279 В (коэффициенты 0,9 и 1,41 учитывают сни­женное на 10% напряжение сети и пиковое значение выпрямлен» ного напряжения).

1. По формуле (3) определяем L1min. Принимаем 6mах = 0,5. Тогда Lmin = 2792-40-0,25/2*100= 3892 мкГн. Берем L1 = 4000мкГн.

3. Определяем ориентировочно нижнюю границу регулирова­ния 6 в режиме стабилизации ( 6min). Для этого принимаем во внимание, что энергия, запасаемая в L1, равна W = L1I2K/2, где IK = UBx6T/L1, а мощность, передаваемая в нагрузку,

Pвых=U2вх б2T/2L. (9)

Пользуясь формулой (9) и принимая Uвх = 220-1,1 1,41 ==342В, T=40 мкс, Lj = 400 мкГн, РВыхпнп = 75 Вт, находим



4. Пользуясь (2), находим n при 6 = 0,5 и Uвх = 279 В: n= 279/120 =2,32.

5. Проверяем по формуле (2) UBblK при UBX = 342 В, 6=0,36

UВЫХ= 342/2,32 * 0,36/0,64 = 83 В

Так как расчетное значение Uвых при 6тш меньше, чем задан­ное (120 В), имеется возможность путем увеличения 6 повысить Uвых. Диапазон изменения 6 задается выбором параметров це­пи ОС.
^ ОДНОТАКТНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ С ДВУСТОРОННИМ КЛЮЧОМ
Преобразователь с двусторонним транзисторно-диодным ключом нашел широкое применение в выходных каскадах теле­визионной строчной развертки. В современных телевизионных приемниках выходной каскад строчной развертки по сути дела кроме генерирования отклоняющего тока выполняет функции им­пульсного источника вторичных напряжений питания ряда цепей и узлов: второго анода кинескопа, ускоряющих и фокусирующе­го электродов, видеоусилителей. При этом суммарная выходная мощность достигает 25 — 30 Вт. Работа этого каскада подробно освещена в [4].

Одним из главных достоинств преобразователя напряжения на основе двустороннего ключа по сравнению с ранее описанны­ми является более «гладкая» форма импульса напряжения на коллекторе транзистора, которая в первом приближении аппрок­симируется полусинусоидой. Благодаря этому импульсная мощ­ность, рассеиваемая на коллекторе транзистора, в несколько раз меньше, чем для преобразователей с односторонним ключом. Пре­образователь с двусторонним ключом более экономичен, так как в нем не требуется защитная цепочка, устанавливаемая парал­лельно транзистору, для уменьшения скорости нарастания напря­жения на коллекторе. Наконец, магнитопровод трансформатора работает при большей средней магнитной индукции (так как че­рез первичную обмотку протекает ток изменяющейся полярно­сти), благодаря чему габаритные размеры и масса трансформа­тора могут быть меньше.

Главный недостаток преобразователя — значительный импульс напряжения на коллекторе, вырабатываемый в интервале време­ни tз при закрытом двустороннем ключе. Это напряжение приб­лизительно равно Uк=1,57Еп T/t3, где Т — период работы пре­образователя. В случае преобразователей с РВЫх>30 — 40 Вт, для обеспечения накачки в нагрузку необходимой мощности, T/t3 должно быть не меньше трех, поэтому рабочее импульсное напря­жение на коллекторе транзистора при Еп=342 В составляет 1610 В.


^

Рис. 6. Магнитопровод параметрического трансформатора ИИЭ с двусторонним ключом



С учетом коэффициента загрузки по напряжению 0,8 допусти­мое Uкэ транзистора и ио&р диода должны быть не менее 2000В. Другой недостаток схемы — трудности стабилизации выходных напряжений.



Рис. 7. Принципиальная схема ИИЭ с двусторон­ним ключом и параме­трическим трансформа­тором
Совершенствование технологии производства отечественных высоковольтных полупроводниковых ключевых элементов (тран­зисторов, запираемых тиристоров) дает основание привести эф­фективную схему регулирования и стабилизации напряжений в преобразователе с двусторонним ключом, предложенную специа­листами японской фирмы Сони [17].

Основу устройства составляют новейшие высоковольтные мощ­ные транзисторы и высококачественные ферриты с большой мак­симальной индукцией т>0,4 Т) и малыми потерями.

Стабилизирующее действие схемы основано на применении па­раметрического трансформатора с ферритовым магнитопроводом специальной формы (рис. 6). Принципиальная схема преобразо­вателя для цветного телевизора представлена на рис. 7. Эффект стабилизации в ней достигается за счет параметрического изме­нения индуктивности L1 первичной обмотки трансформатора wl.

Параметром является постоянный ток подмагничивания, протекаю­щий через управляющую обмот­ку Wj. Обращаясь к рис. 6, за­метим, что при Iу = 0 магнитные потоки, создаваемые ампер-вит­ками рабочей обмотки wl во всех четырех кернах А, В, С и D магнитопровода, одинаковы. Ког­да Iу =/=0, магнитные потоки, созваемые обмоткой wy в кернах Л и D, вычитаются из магнитных по­токов, создаваемых рабочей обмоткой, а в кернах В и С — скла­дываются с ними. Благодаря этому суммарный замкнутый магнит­ный поток магнитопровода, приходящий через поперечное сечение рабочей обмотки w1, меняется с изменением Iу, а следовательно, меняется ее индуктивность L1 = Ф1/i1.



Рис. 8. Зависимость индуктивности рабочей обмотки Wi параметрического трансформато­ра от рабочего Ii и управляющего Iу токов
На рис. 8 показаны зависимости индуктивности L1 от Iу и Л для магнитопровода из высококачественного марганец-цинкового феррита (5т = 0,44 Т, Bг = 0,17 Т) с размерами а = 24,5, Ь = 29, € = 20,8 и d = S мм при wу=1100, wl = w2 = 27 витков. В схеме пре­образователя (см. рис. 7) последовательно с обмоткой wl пара­метрического трансформатора включен высокодобротный дрос­сель lw, служащий для ограничения размаха тока через двусто­ронний ключ при уменьшении L1 в процессе регулирования.

Как известно из теории выходного каскада строчной развертки с двусто­ронним ключом [4], t3 определяется полупериодом собственной частоты ко­лебательного контура, образованного (для схемы рис. 7) индуктивностью LAP + Lj и емкостью С1. Регулируя t3 с помощью изменения L1, добиваются регулирования UK, а следовательно, и напряжений вторичных обмоток транс­форматора.

Для повышения КПД и крутизны регулировочных характери­стик параллельно выходной обмотке с наибольшим числом вит­ков подключен конденсатор Сп, который придает преобразовате-

лю резонансные свойства. Выходные напряжение и мощность свя­заны с параметрами схемы следующими выражениями:



где n = w2/w1; w=2п/Т; Rs — эквивалентное сопротивление нагруз-жи. Отсюда видно, что Еяых и РВых имеют максимум при опреде­ленном значении ш и, как показывают расчеты и эксперимент, зависимости Рвыж и EВых от л и частоты работы преобразователя весьма резкие.

Преобразователь (см. рис. 7) имеет защиту, срабатывающую при перегрузках по выходному напряжению и току. При повыше­нии Eвых под действием дестабилизирующих факторов увеличи­ваются токи через транзисторы VT2, VT3 и обмотку дау, вследст­вие чего индуктивность L1 уменьшается и Евых возвращается к исходному значению. При понижении £Вых процесс протекает в противоположном направлении. При снижении £Вых ниже неко­торого порога ток через VT1 и wy прекращается совсем, что при­водит к резкому увеличению индуктивности L1 (рис. 8) и сниже­нию тока накачки. На этом основан эффект защиты от перегру­зок по выходному току.

Основные параметры схемы рис. 7: шу=1200, wl = w3 = 40 витков. При Uсети=100 В Рвых max = 80,5 Вт, КПД = 83%, чувстви­тельность регулирования мощности ДРВых/ДIу = 5,1 Вт/мА, неста­бильность напряжения +115 В при изменении тока нагрузки от 0,4 до 0,8 А не более 0,5 В.

  1   2   3   4   5   6   7   8   9   ...   13

Похожие:

Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре iconИсточники стабильного тока и их применение в радиоаппаратуре
Это первич­ный источник питания, регулирующий элемент, датчик тока и нагруз­ка. В большинстве конструкций используется также цепь...
Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре iconОпорный конспект по предмету электроПитающие Установки резервные...
В конце заряда, когда будет использован весь, возрастании плотности прекратится, что будет свидетельствовать о завершенной заряда....
Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре iconВопросы к рубежному контролю по «Праву интеллектуальной собственности»
Источники авторского права. Национальные источники. Международно-правовая охрана авторских прав
Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре iconСпециальный конкурс PepsiCo – Enactus Россия Инновационные решения...
Продление жизненного цикла упаковки одна из приоритетных задач современного бизнеса. Ее решение позволит сократить негативное воздействие...
Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре iconЮ. П. Алексеев бытовая радиоаппаратура и ее ремонт
Полностью прекращен выпуск моделей бытовой радиоаппаратуры на элек­тровакуумных приборах
Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре iconВ. Аткинсон. Память и уход за ней
Громадная кладовая памяти именно и находится в обширной области предсознания. От момента получения какого-нибудь впечатления и до...
Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре iconОбъем производства бытовой техники в натуральном выражении
В статистической практике к дискретным количественным признакам относят следующие из нижеприведенных…
Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре iconОрганизационная часть (бытовой райдер)
В этой части описаны условия, пожелания и рекомендации к заказчикам, организаторам и ведущим мероприятия
Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре iconИсточники бюджетного права
Источники бюджетного права — это внешние конкретные формы его выражения, т е правовые акты представительных и исполнительных органов...
Импульсные источники вторичного электропитания в бытовой радиоаппаратуре icon1994 1998: Начало: оптовая торговля
Тандер становится одним из ведущих официальных дистрибьютеров бытовой химии и косметики в России
Вы можете разместить ссылку на наш сайт:
Школьные материалы


При копировании материала укажите ссылку © 2015
контакты
userdocs.ru
Главная страница